●トランシーバーの自作方法（予定）
目次
１．まえがき
２．トランシーバ自作に必要な物
３．各部の基本回路
・発振回路：水晶発振回路、ＶＸＯ
・同調回路
・小信号高周波増幅回路
・インピーダンスマッチング
・増幅器の発振対策
・クリスタルフィルタ
・ミキサー回路
・切換え回路
４．実用的で最小限なＳＳＢトランシーバ
○回路構成
送信部
・マイクアンプ
・バランスドモジュレーター（平衡変調器）
・パワーアンプ
・ＡＬＣ回路
・パワーメーター回路
・ＲＦフィルタ
受信部
・高周波増幅（初段）
・ＡＧＣ回路
・ノイズブランカー
・ＲＦゲインコントロール
・Ｓメーター回路
５．調整方法
・２ｔｏｎｅ ｇｅｎｅｒａｔｅｒを使用した調整方法
マイクアンプの出力
ＤＢＭの出力
ｍｉｘｅｒ後の出力
リニアアンプの出力
６．本格的なトランシーバーとするために
・ＰＬＬ ＶＦＯ回路
・その他のモードの対応
ＣＷ ＡＭ ＦＭ
・保護回路
６．あとがき
本文
１．まえがき
初めて作った電子工作はＦＭワイヤレスマイクでした。１石式のごく簡単なもでした。電 気の知識もまったく無く、ただ回路図通り作りました。なんと電波が出ました。面白いではないですか?
その後、ラジオ雑誌などの製作記事を片っ端から作ってみました。だいたいのものがそれ 通り作れば、それなりに動くことがわかりました。しかし、回路図通り作ってもなかなか動かないものがありました。それが高周波回路でした。回路図以外に部 品が必要になること多々ありました。それだけ難しいと言うことです。それゆえにとりことなってしまったのかもしれません。
高周波回路は、回路図通り作っても必ずしも動作しません。それは、回路図に書き現せな いほどの浮遊容量、浮遊結合などが存在するからです。これらは少なくすることは可能ですが絶対に無くすことのできないものです。これらの影響を最小限に回 路を実現することが、高周波回路の製作に欠かせません。それでは、これらの「ノウハウ」の一部をここで紹介します。また、トランシーバを完成させること は、オーディオ回路、制御回路、高周波回路、デジタル回路、電源回路など電子回路のほとんどの分野の機能を必要とします。これらをすべて理解してはじめて トランシーバを完成させることができると考えています。
ここでは、まずはじめに、高周波回路の入門として、主たる各部の回路について説明しま す。その後、これらの組み合わせによる実用できる簡単なトランシーバの製作方法を説明します。さらに、これらの応用例について若干説明します。また、ここ では、まったく同じトランシーバを製作することを前提としていません。なぜならば、まったく同じ部品が手に入ることはほとんど無く、違った部品や回路を組 み合わせてそれらを完成する必要があるからです。したがって、全体回路図なるものは必要も無く個々の回路図のみ示します。これらを組み合わせて完成させる ことが重要です。
なお、筆者自身プロでは無いので、あくまでもアマチュアの手法として紹介します。ま た、間違いも多々あるかもしれません。また、高周波回路に書かせない用語に関しても極力その都度簡単に説明します。
２．トランシーバ自作に必要な物
高周波回路の実験を行う場合どうしても測定機が必要になります。つぎにあげる測定機 は、必ず用意する必要がある最低限のものです。
1. テスター
オシロスコープがある場合、その用途は、おもに、導通チェックと、抵抗値の測定にあ ります。
2. オシロスコープ
製作する周波数帯にもよりますが、最低でも４０ＭＨｚ以上の周波数特性がほしもので す。最近はとても安価になりました。
横軸（Ｘ軸）に時間、縦軸（Ｙ軸）に電圧を表示することができます。電圧波形の時間 的変化を観測できます。
発振波形の確認、電圧の測定、リニアリティーの確認、その他。
3. ディップメーター
高周波回路では、コイルを自作することが多いです。これは、コイルが唯一われわれが直 接簡単に作ることのできる部品だからです。
こららのインダクタンスの測定などをディップメーターにより行います。
ディップメーターは、ディップ（吸収型同調）周波数を測定することにより、既知の キャパシタンスからインダクタンスを算出できます。同調回路の計算式は、f＝１／（２π√（ＬＣ））です。これより、既知のｆとＣよりＬが算出できます。Ｌ＝１／Ｃ・（２πｆ） ＾２
4. 周波数カウンター
発振回路の正確な周波数を知ることが時々必要になります。
5. ゼネカバの受信機
スペクトラムアナライザー（スペアナ）は、横軸に周波数、縦軸に電圧もしくは電力レ ベルを表示できるものです。高周波回路を実験するためには欠かせないものであります。しかし、スペアナは安くても１００万円程度で、たいへん高価でありプ ロであれば当たり前ですが、われわれアマチュアがそれを用意するには無理があります。そこで、スペアナの用途を何かで代用しなければなりません。そこで、 考えられるのがゼネカバの受信機です。
スペアナの役割として、重要なのが高調波の確認と近接スプリアスを確認することこで す。高調波とは、基準の正弦波に対して２倍、３倍、４倍．．．．という高次の周波数成分を言います。これらは、正弦波がひずむことにより発生します。その 原理はフーリエ級数展開の専門書に譲ることとします。スプリアスは、いろいろな周波数成分が同時に存在することにより、それらの周波数毎に和と差の周波数 が発生し、その発生した周波数によりさらにまた別の周波数が発生し、これが繰り返されます。これらの周波数成分を総称して、スプリアスと言います。
高調波などの基本周波数よりかなり離れた周波数成分に関しては、良くシールドされた バンドバスフィルタ（ＢＰＦ）を用いることによりほぼ取り除くことができます。しかし、いわゆる近接スプリアスは、ＢＰＦで取り除くことができません。ま た、近接スプリアスを直接見れるスペアナは、スペアナの中でもかなり高価な部類に入ります。そこで、ゼネカバの受信機が活躍します。要するに自分で作った 信号を受信機で受信してみます。近接にスプリアスが無いか確認することができます。
スプリアスとスプラッターを混同しているかもしれません。
6.２信号発振器（Ｔｗｅ ｔｏｎｅ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）
ＳＳＢ増幅器のリニアリティーを簡単に確認する方法として、２信号特性を確認する方 法があります。正弦波の２ＴＯＮＥ波形（例えば１ｋＨｚ＋２ｋＨｚ）をＭＩＣ端子に加えます。通常のシングルトーンｆｔでは、キャリアｆｃに対して、出力 周波数ｆｏは、ｆｔ＋ｆｃの連続キャリアが発生するだけです。これに対してツートーンでは、ｆｔ１とｆｔ２の差の周波数の正弦波エンベロープが得られま す。これは、単純にオシロスコープで出力を見た場合に、低周波のエンベロープが正弦波状になっているかどうかを確認するだけで、簡単にそのリニアリティー を確認できます。リニアアンプの調整には、絶対に必要です。
３．各部の基本回路
・回路図について
これから示す回路図は、一般的な記号を用います。定数に関しては、抵抗は、単位とし て「Ω」オームを省略して示します。コンデンサに関しては、「Ｆ」ファラドを省略して示します。また、係数としては、１０００＝ｋ（キロ）、 １００００００＝Ｍ（メガorメグ）、０．００１＝ｍ（ミリ）、０．０００００１＝μ（マイクロ）、０．００００００００１＝ｎ（ナノ）、０． ０００００００００００１＝ｐ（ピコ）を用います。これらの表記以外に、一般的に２２３、４７４、１０１、３３０などの様にあらわすことがあります。これ は、上位２桁が数字で最後の桁が０の数です（本当は１０＾ｎのｎです）。ただし、抵抗は単位がΩで、コンデンサの場合はｐＦ、インダクタンスの場合は、 μＨが一般的です。例では、抵抗ならば２２３＝２２ｋΩ、４７４＝４７０ｋΩ、１０１＝１００Ω、３３０＝３３Ω、コンデンサならば、２２３＝０． ０２２μＦ、４７４＝０．４７μＦ、１０１＝１００ｐＦ、３３０＝３３ｐＦとなります。これらは、数字もしくはカラーコードで現物の表示にも使われていま す。
・発振回路：水晶発振回路、ＶＸＯ
高周波増幅回路は、いかに発振を止めるかがポイントですが、逆にうまく発振させよう としても思ったように発振しないのが発振回路です。
発振回路の基本回路は、ハートレーとピアースの２種類があります。ハートレーはインダ クタンスを分割するのでちょっと面倒なため、コンデンサで分割するピアース回路が広く用いられています。
私は、ピアースＢＥを多用しています。ＦＩＧ．１がトランジスタによるピアースＢＥの 一例です。ピアースＢＣでも良いのですが、ＸＴＡＬの一端がグランドになるＢＥが便利だからです。ＦＩＧ．２にＪ－ＦＥＴを使ったピアースＧＳを示しま す。ピアース用の分割コンデンサのひとつをＪ－ＦＥＴの内部容量で代用でき、バイアス抵抗、ソース抵抗などが減り便利です。しかし、ピアース回路の分割さ れる容量にあたる浮流容量がトランジスタ回路とＦＥＴでは異なり、同じ水晶を用いても発振周波数が数ｋＨｚズレてしまうのであまり用いていません。これら は、一般的な水晶の表示周波数に対して変化するということです。これを逆に用いたい場合に使うこともあります。
帰還用の容量は、その発振周波数によって変える必要があります。部品や回路によっても 異なりますが、安定に発振するように選択します。
本来温度補償用のセラミックコンデンサを用いるべきところですが、ＣＨ特性のコンデン サしか使ったことがありません。
水晶発振子は、２０ＭＨｚ程度までがシングルトーン用で、それ以上は３ｒｄオーバー トーン用となっています。ですから、６０ＭＨｚ以上は、さらに３ｒｄ以上のオーバートーンが必要です。
実験では、５ｔｈオーバートーンなども可能でした。発振しにくい場合は、シングルトー ン発振後に周波数逓倍すべきです。
ＶＸＯは、ＸＴＡＬに直列にインダクタンスを挿入することにより可能です。ＦＩＧ．３ がその一例です。ＶＸＯの可変範囲ですが、そのＣｒｙｓｔａｌによってまちまちであるため、なんとも言えません。
２～３ｋＨｚしか動かないものから、１５０ｋＨｚ程度動く様なものまであるようです。 私の場合４０ＭＨｚぐらいの３ｒｄオーバートーンで、８Ｖの電源電圧のバリキャップ（１ＳＶ５０）を用いて５０ｋＨｚが最高です。バリコンを用いればさら に動かせるでしょう。
バリキャップで１５ｋＨｚぐらいしか動かないものもバリコンなら７５ｋＨｚぐらい動き ます。最近では比較的入手が簡単なポリバリコンを用います。これらは２００ｐＦ以上あるので容量が大きすぎます。そこで、シリーズに小さなコンデンサを入 れるのですが、これでは、なぜかうまく行きません。私の場合、ケースを外し、不要な羽を取り去った（１枚を挟むだけ）ところたいへん良好になりました。
ＶＸＯは、あまり欲張るといつの間にかにＬＣ発振となっているので要注意です。意外に 見極めが難しいです。Ｒ５は、Ｌ１のＱが高く発振しやすいためのＱダンプです。
＊＊＊＊＊ ＯＭのご助言によるとコレクタまたはドレインに同調回路をつけると極端に ＶＸＯの周波数範囲が狭くなるとの事です。コレクタまたはドレインは、ＶＣＣに接続しエミッタもしくはソースフォロア出力とすると可変範囲がとれるとのこ とです。その後段にＢＵＦＦを接続するのが良いとのことです。＊＊＊＊＊
さて、ＦＩＧ．１では、ＶＣＣ＝９ＶとするとＱ１のベース電位は３．６Ｖとなります。 エミッタ電位は、Ｖｂｅ＝０．６Ｖとすると、３．６Ｖ－０．６Ｖ＝３．０Ｖとなります。これより、Ｑ１のＩｃ＝３．０Ｖ÷Ｒ４（１ｋΩ）＝３ｍＡとなりま す。トランジスタのコレクタ電位は、Ｖｓａｔ＝０．３Ｖ程度とすると最高にＯＮしても、３Ｖ＋０．３Ｖ以下にならないことになります。ですから、トランス に印加される電圧は最大で９Ｖ－３．３Ｖ＝５．７Ｖとなります。正弦波を扱うので、オンとオフ時間を同様とするとトランスのオフ時の最大逆電圧は、同じく ５．７Ｖとなります。したがって、コレクタ電圧の最大値は、ＶＣＣ＋Ｔ１逆電圧＝９＋５．７＝１４．７Ｖとなります。発振電力最大は、正弦波最大振幅５． ７Ｖ÷√２＝４．０Ｖで、電流はＡ級増幅であることから、アイドリング電流と同じ３ｍＡで、４Ｖ×３ｍＡ＝１２ｍＷとなります。これらの扱える電力は、 Ｒ４によるＴ１の振幅の制限とＲ４による電流制限により限りがあります。
さらに電力を取得するには、Ｒ４によるＴ１の振幅の制限と電流の制限をなくすことで す。また、同時にコレクタの出力インピーダンスである同調回路のインピーダンスを下げる必要があります。
ＦＩＧ．２のＱ２では、バイアス抵抗Ｒ２によりゲート電位がグランド電位となります。 これにより、Ｑ２のＩｄは、Ｉｄｓｓの値になります。Ｉｄｓｓは、トランジスタのｈｆｅと同様にランク指定がありバイアス特性により選択します。ソース抵 抗を省略できてダイナミックレンジを広く使うことができて便利ですが、このように使用目的によって幾つかのＩｄｓｓランクの持ち合わせが必要です。まあ最 悪はソース抵抗を入れればいいのですが．．．．
トランジスタとＪ－ＦＥＴでは、バイアス抵抗のインピーダンスが異なるため入力イン ピーダンスが異なることも特徴です。
・ 同調回路
ＦＩＧ．４は、単同調回路、ＦＩＧ．５は、コンデンサ結合の複同調回路、ＦＩＧ．６ は、２次巻線を用いた複同調回路、ＦＩＧ．７は、コンデンサ結合による３段の複同調回路です。
ＬＣを用いた同調回路の波形を初めて見た時、とても驚きました。きれいな正弦波が出 るものと信じていたからです。とんでもありませんでした。正弦波なんてそんなに簡単に出るものではありません。特にオーバートーン発振回路やミキサーの後 などでは、その同調回路での波形は、高調波成分の混ざった波形となっています。
ＦＩＧ．８に９ＭＨｚの３ｒｄオーバートーン発振回路（２７ＭＨｚ）＋３逓倍回路 （８１ＭＨｚ）の実験回路を示します。ＦＩＧ．９が実験の様子です。ＦＩＧ．１０を見てくださいＴ１の共振波形です。きれいな正弦波ではありません。この 実験回路はＴ２を設けて複同調にしてありますが、逓倍自体歪まして高調波を取り出すので、複同調の必要はここでは無いと思います。ＦＩＧ．１１がこの波形 の高調波をＳＰＡで見たところです。
目的の信号と高調波の出力はたった１０ｄＢしか差がありません。局発として使うのであ れば、４０ｄＢはほしいところです。
ＦＩＧ．１２は、さらに３逓倍して８１ＭＨｚを取り出したところで、Ｔ３のみの単同調 の場合にＴ３の共振波形です。
ＦＩＧ．１３は、このＳＰＡ波形です。単同調では、目的外の信号と２５ｄＢしか差があ りません。
ＦＩＧ．１４が、３段複同調後のＴ５での共振波形です。ＦＩＧ．１５がこのＳＰＡ波形 です。波形自体とてもきれいになりました。ＳＰＡ波形でも目的外信号に対して４０ｄＢ以上の差があります。
複同調回路同士の結合は、カップリングコイルによるものとカップリングコンデンサによ るものが可能です。カップリングコイルは、インピーダンスの変換と電位の変換が同時に出来てたいへん便利です。巻数比は３：１か、４：１で使っています。 カップリング後のインピーダンスが５０Ω程度のなるようにしています。
カップリングコイルは、コアの位置によりカップリングと同調周波数とが同時に変わって しまう欠点があります。このため、私は、カップリングコンデンサを多用しています。これらは、カップリングコンデンサの容量で容易に結合度が変化できＦＢ です。カップリングコンデンサは、同調容量の１／１０程度とし、同調周波数にあまり影響が無いようにします。さらに容量を減らし、結合度を低くした方がバ ンドパス特性がシャープになります。周波数にもよりますが、５０ＭＨｚでは、１ｐＦ程度を用いています。
ＦＩＧ．６の複同調回路で、トランス間にコンデンサを直列に挿入するとカップリングレ ベルを容易に調整できます。カップリングコンデンサは、容量を可変することで容易に伝達エネルギーレベルを調節できます。しかし、同じ容量でも周波数に よっては、大きなインピーダンス違いとなり、あくまでもハイパス特性であることに注意が必要です。本来は、ソリッド抵抗による減衰回路が最適です。
ところで、ＦＩＧ．６のようなカップリング構成とすると次段の増幅素子は、Ｃ２に接続 することとなり、入力インピーダンスが高くなってします。この場合、増幅ゲインがたいへん高くなるのですが、実際には発振してしまうことが多く使い物にな りません。
こういう場合は、ＦＩＧ．７のように最終段は、必ずトランスの低インピーダンス側から 取ることです。これにより、発振をかなり抑えられます。
＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊基本的なことですが、意外に多いミスとしては、コアを回して出力 が最大となるところで同調したと勘違いすることがあります。
回路にもよりますが、外付け回路などの影響や自作コイルの場合は、同調点が予定のコン デンサでは成立しないことがあります。
この場合、ほんとに同調しているか容量を変化させ十分に確認する必要があります。これ を怠ると出力がすごく減ることになります。＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊＊
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ＦＩＧ．９ ９逓倍の実験回路 |
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ＦＩＧ．１０ ３ｒｄオーバートーン（２７ＭＨｚ）の波 形 |
ＦＩＧ．１１ ２７ＭＨｚのＳＰＡ波形 ＣＦ＝２７ＭＨｚ １０ＭＨｚ／ｄｉｖ |
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ＦＩＧ．１２ ３逓倍後の単同調波形 ８１ＭＨｚ |
ＦＩＧ．１３ ８１ＭＨｚの単同調のＳＰＡ波形 ＣＦ＝８１ＭＨｚ １０ＭＨｚ／ｄｉｖ |
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ＦＩＧ．１４ ３逓倍後の３複同調波形 ８１ＭＨｚ |
ＦＩＧ．１５ ８１ＭＨｚの３複同調のＳＰＡ波形 ＣＦ＝８１ＭＨｚ １０ＭＨｚ／ｄｉｖ |
・小信号高周波増幅回路
小信号高周波増幅回路は、アンプの中でもある程度特有な部類に入いります。その大きな 理由として、オープンループで用いる事が多いからです。オープンループで用いると言う事は、その素子の特性に回路の性能が左右されると言う事です。素子の 特性として特に注意すべきは次の３点です。
ⅰ．電力利得（ＧＡＩＮ）が大きい。
ⅱ．雑音指数（ＮＦ）が小さい。
ⅲ．第３次相互変調ひずみ（３ｒｄＩＭＤ）が小さくインターセプトポイント （ＩＰ）が高い。
また、トランジスタでは、コレクタ－ベースの結合容量によるフィードバックが高周特 性に与える影響が大きく、ベース接地回路やその拡張のカスケード接続を多用することなどがあります。カスケードを１ｃｈｉｐ化したＦＥＴとして、 Ｊ－ＦＥＴでは、２ＳＫ６１→２ＳＫ１６１、ＭＯＳ－ＦＥＴでは、２ＳＫ２４１が有名です。Ｄｕａｌ ｇａｔｅ（３ＳＫタイプ）のＭＯＳＦＥＴもその一種 です。
小信号増幅回路は、簡単に段数を重ねることが可能です。１段あたりＧＡＩＮが２５ｄＢ 程度くあります。３段も接続するとまず発振します。私は、なるべく２段にするように心がけています。
あとで触れるどんなＡＧＣを掛けるかにより、いろいろな素子が思い浮かびます。
・インピーダンスマッチング
インピーダンスマッチングは、電圧変換、すなわち電圧コンバータです。高周波増幅回路 では、負荷となるＡＮＴなどのインピーダンスが一定です。われわれアマチュアが良く使うインピーダンスとして５０Ωがあります。これは、同軸ケーブルを含 めたインピーダンスとなります。
どんなに電力が変わってもインピーダンスは、５０Ωなのです。
ですから、たくさんの電力を扱うには、電圧を高くする必要があるのです。すなわち、昇 圧です。これが、インピーダンスマッチングです。
・増幅器の発振対策
インピーダンスを下げることが重要です。配置云々と言われていますが、まずは各部のイ ンピーダンスを下げることです。
パスコンは、電源ラインのインピーダンスを下げます。
入出力に抵抗を挿入することもひとつの方法です。しかし、これは、Ｑを下げてしまうこ とと効率を下げることになります。
ですから、変換トランスであるＩＦＴの巻数をうまく調整しインピーダンスを下げること がベターです。
タップを持ったＩＦＴは、同調と関係なくインピーダンスを下げることが可能です。
巻数は、なかなか簡単に変えられませんが、自分で巻けば最適値が得られます。
増幅素子への出力は、必ずＩＦＴのローインピーダンス側で行わないと発振してしまうと 前にも書きましたが、特に注意すべき箇所は初段です。
初段は、ＡＮＴ（５０Ω）に接続するためトランスのロータップ側にＡＮＴをつなぎま す。この場合は必然的にハイインピーダンス側がＦＥＴなどの
入力にになってしまうのです。この場合は、トランスにタップを設け、中間タップから ＦＥＴなどに接続するのがベターです。
４. 実用的で最小限なＳＳＢトランシーバ
・ 回路構成
では、実際にどんなトランシーバを自作するか？ 入門としてＶＸＯ（バリアブルクリ スタルオッシレータ）を利用したシングルスーパーヘテロダインの５０ＭＨzのトランシーバの作り方を紹介します。
トランシーバの全体の構成を考えることは、重要でなおかつ１番面白い部分です。実用的 なトランシーバとしては、スーパーヘテロダイン方式とし、周波数変換を最小限に留めるためシングルスパーとします。一例として以下に、シングルスパーヘテ ロダイン方式のトランシーバのブロックダイヤグラムを示します。
シングルスーパーは、周波数変換が少なくノイズやスプリアスなどで有利です。メーカー 製のトランシーバーよりも簡単にＳ／Ｎが良くＮＦの小さなトランシーバの製作が可能です。
但し、信号増幅段が少なく大きなＡＧＣを掛けるのは難しいようです。
ＡＧＣとしては、１２０ｄＢ程度ほしいところですが、１段あたり２０ｄＢとしても、６ 段は必要です。
シングルスーパーでは、３段で済んでしまいます。
はじめに、ブロックの構成を説明します。
○共通部
・クリスタルフィルタ
近年クリスタルフィルタの需要が少なくなり、なかなか手に入りにくくなってきまし た。われわれアマチュアは、幸いにしてラダー型クリスタルフィルタの道が残されています。
・ミキサー回路
波形ひずみを最もおこさせる可能性がある部分がミキサー回路です。したがって、ミキ サー回路は必要最小限に留めるべきです。最近では、偶数高調波抑制に効果のあるバランス型が主流です。トランジスタでは、シングルバランスドミキサー、ダ イオードでは、ダブルバランスﾄﾞミキサーがよく使われています。個人的には、ゲインのあるトランジスタによるシングルバランスドミキサーが好きです。シ ングルとダブルは、それぞれのアイソレーションされる入力・出力の数を言っています。
ダイオードに電流を流して、
ＳＢＭ（シングルバランスドミキサー）は、
ＤＢＭといえば、ダイオードによるものが主流です。もちろんトランジスタも可能です。
・切換え回路
送信部
・マイクアンプ
あなどれないのがマイクアンプです。低周波アンプの中でも、その設計が１番難しいと 言っても過言ではありません。それは、マイクと言うものに特徴がありすぎるからです。マイクの出力電力は、そのダイナミックレンジがあまりにも大き過ぎま す。どこまで、忠実に再現するか、どこを妥協するかがトランシーバのマイクアンプとして必要です。
されど、実際には２ＳＣ１８１５を用いて１石で済ませているのも事実です。
・バランスドモジュレーター（平衡変調器）
ＳＳＢを作り出す肝心要です。ダイオード４つによるＤＢＭで作るも良し、ＤＢＭの ＩＣで作るも良しです。ＩＣは、ＳＮ７６５１４Ｎ、ＳＮ１６９１３、ＮＥ６１２、ＴＡ７３２０、μＡ１４９６Ｇなどがありますが、生産中止が多く手に入り にくいので入手できるものを使うのがＢＥＳＴです。１４９６Ｇや７６５１４は、内部のバイアスが抵抗でカップリングコンデンサがたくさん必要になるので、 それ以外のＩＣが使いやすいです。
・パワーアンプ
小信号ではあまりインピーダンスを考えずに段間結合を行えましたが、大信号ではそう は行きません。マッチングは、インピーダンス変換であって、同調とは異なります。同調とマッチングをうまく組み合わせて回路を構成します。
・ＡＬＣ回路
高周波アンプでの一種のＮＦＢです。ＡＬＣは、ａｕｔｏ ｌｅｖｅｌ ｃｏｎｔｒｏｌ の略でその通り、出力のレベルを一定にするものである。一般に送信部を指す言い方です。その方法は、いろいろありますが主に素子の特性に頼るところが大き いです。ＡＬＣの方式を考える事は、その増幅素子を選ぶ事でもあります。フォワードＡＧＣ（２ＳＣ１８５５ぐらい）とリバースＡＧＣが代表です。最近で は、２ＳＫ２４１を用いたマイナスバイアスとＤｕａｌＧａｔｅを用いたプラスバイアスが代表的です。
・パワーメーター回路
ＲＦパワーの一部を小さなコンデンサでカップリングして整流しメーターを振らせます。 それだけであればとても簡単ですが、きちんとｄＢ表示させるのであれば、正確にこの対数表示をするのはたいへん難しいです。
・ＲＦフィルタ
定Ｋ型のＦＩＬＴＥＲを４段挿入しています。原理上これで６０ｄＢ以上の高調波除去 が可能です。
受信部
・高周波増幅（初段）
最も発振しやすい部分です。また、受信機の性能は初段のＮＦで決定されるので、最も 重要です。近年では、２ＳＫ１２５を用いた受信アンプがＮＦが良く最高ですがＧＡＩＮ不足が問題です。
・ＡＧＣ回路
ＡＧＣは、ａｕｔｏ ｇａｉｎ ｃｏｎｔｒｏｌの略で、増幅度を制御する回路です。 一般的には受信部を指して言います。私の場合ＡＬＣは送信部、ＡＧＣは受信部で、やっている事はほとんど同じです。ただし、ＡＧＣの方が大きなＧＡＩＮを 必要としますので、段数が少ないシングルスパーでは限界があります。
・ノイズブランカー
いまだに満足なものができていません。ノイズをブランクするだけであれば、比較的簡 単にできますが、混変調対策となると至難の業です。
・ＲＦゲインコントロール
ＡＬＣやＡＧＣ回路の電圧を意識的にＶＲなどでコントロールしてやれば簡単にできま す。送受信ともに使い道がいろいろありますのでつけて置いて良いでしょう。
・Ｓメーター回路
メチャメチャ難しいのがＳメーターです。未だに良い回路が出来ていませんのでその難し さのみのコメントとします。
Ｓメーターは、本来ｄＢ表示するものですが、正確にこの対数表示をするのはたいへん難 しいです。
受信信号のＲＦパワーを測定するには、一定のインピーダンスで検波してその電圧を測れ ば可能です。ＡＭの場合は、検波電圧が入力信号の電力になります。ところが、ＳＳＢでは、ＢＦＯ発振がありますので、ＢＦＯ信号も同時に検波されてしまい 正しく表示されません。これは、ＵＳＢとＬＳＢの場合のＳの振れも大きく変わってしまいます。
５．調整方法
・２ｔｏｎｅ ｇｅｎｅｒａｔｅｒを使用した調整方法
２ｔｏｎｅ ｇｅｎｅｒａｔｅｒの重要性
２ｔｏｎｅ ｇｅｎｅｒａｔｅｒ無しでリニアアンプは作れません。ダイナミックなリニ アな信号変化を簡単に作り出せるのが２ｔｏｎｅ ｇｅｎｅｒａｔｅｒです。
送信そして受信にも必要です。
２ｔｏｎｅ波形では、バイアス不足は図ｘｘのような波形となり一発でわかります。
また、図ｘｘは、電力増幅回路からの電源ラインへの高周波漏れがある場合です。ＬＣ フィルターをさらに追加すべきです。
・マイクアンプの出力
マイクアンプは、正弦波（シングルトーン）で調整すればまず問題ありません。
任意な周波数でレベルを変えられれば、最適で目的の範囲内の周波数とレベルにて調整が 可能です。
マイクアンプの場合、ダイナミックレンジが広いため、ある程度自分のマイクに合わせ て、信号レベルを決定すべきです。
いずれにしろ、平衡変調器への安定したレベルを供給できるようにすれば問題ないです。 過入力に対しては、マイクアンプ部分で飽和させて、平衡変調器には、規定のレベル以上の信号を入力しないことが大切です。
オ－ディオ部は歪んでも音が多少悪くなるだけですが、ＲＦ部は高調波の原因になりま す。
・ＤＢＭの出力
ＤＢＭの出力では、本来きれいな２信号波形が観測されます。キャリア漏れ等があるとき れいな正弦波状の２信号波形が得られません。
キャリア漏れは、けっしてｃｙｓｔａｌ ｆｉｌｔｅｒで取るものではなく、平衡変調器 により消すものです。
キャリア漏れを抑えるには、ＡＦレベルを大きくして、局発レベルを小さくするのが一番 良い方法だと思っています。
・ｍｉｘｅｒ後の出力
局発をきれいに取りきれた部分ではきれいな２信号特性が現われます。局発がもれている と、図ＸＸのような波形になります。
ＤＢＭの出力は、少なくとも複同調以上とすべきです。
・リニアアンプの出力
ＩＦＴの最後あたりから、リニアアンプの特性の影響により、波形が歪むことがありま す。
頭がクリップされるような波形が発生しやすいです。これらは、エミッタもしくはソース 抵抗が大きく、このバイアス電圧が高いと、振幅電圧の制限が狭まります。また、コレクタもしくはドレインのインピーダンスが高い場合、電流が流れなくなる ことによるクリップです。
中間タップを設けてインピーダンスを下げるなどの手法が必要になります。
リニアアンプでは、入力電力に合った適度なバイアスと、入出力のインピーダンスマッチ ングが重要です。
広帯域アンプと狭帯域アンプがあります。
この数１０ｍＷから２００ｍＷぐらいまでの間は、ＩＦＴでは少し苦しい領域になりま す。Ｌ値を下げてもＩＦＴではインピーダンスが高すぎるのです。この辺を狭帯域のインピーダンスマッチングでは、変換比率が高すぎて実現しにくいです。こ の部分は、広帯域トランスによるインピーダンス変換が便利です。
６．本格的なトランシーバーとするために
・ＰＬＬ ＶＦＯ回路
・その他のモードの対応
ＣＷ ＡＭ ＦＭ
・保護回路
６．本格的なトランシーバーとするために
・ＰＬＬ ＶＦＯ回路
・その他のモードの対応
ＣＷ ＡＭ ＦＭ
・保護回路
７．あとがき
